Быть может, после прочтения этой статьи вам не придётся ставить такие же по размерам радиаторы на транзисторы.
Перевод этой статьи .

Небольшое обращение от переводчика:

Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи - при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на <вставить название>, само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
- берём двигатель
- берём компоненты
- подсоединяем компоненты и двигатель
- …
- PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема - открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.

Во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи верхнего уровня. Также во многих ситуациях мы должны использовать полевые транзисторы как ключи как и верхнего, так и нижнего уровней. Например, в мостовых схемах. В неполных мостовых схемах у нас есть 1 MOSFET верхнего уровня и 1 MOSFET нижнего уровня. В полных мостовых схемах мы имеем 2 MOSFETа верхнего уровня и 2 MOSFETа нижнего уровня. В таких ситуациях нам понадобится использовать драйвера как высокого, так и низкого уровней вместе. Наиболее распространённым способом управления полевыми транзисторами в таких случаях является использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней для MOSFET. Несомненно, самым популярным микросхемой-драйвером является IR2110. И в этой статье/учебнике я буду говорить о именно о нём.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:

Рисунок 1 - Функциональная блок-схема IR2110

Рисунок 2 - Распиновка IR2110

Рисунок 3 - Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах - в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC - это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD - это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:

Рисунок 4 - Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» - в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен - функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей - на полумостовые схемы.

Рисунок 5 - Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор - танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

MOSV может быть максимум 500В.

VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.

Рисунок 6 - Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста

Рисунок 7 - Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.

Рисунок 8 - Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)

Рисунок 9 - Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть - так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.

Рисунок 10 - Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня

Рисунок 11 - Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК . Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения).

Драйверы полевых транзисторов

Драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов - устройства для управления мощными полупроводниковыми приборами в выходных каскадах преобразователей электрической энергии. Они используются в качестве промежуточного звена между управляющей схемой (контроллером или цифровым сигнальным процессором) и мощными исполнительными элементами.

Этапы развития энергетической (силовой) электроники определяются достижениями в технологиях силовых ключей и их схем управления. Доминирующим направлением в энергетической электронике является повышение рабочих частот конверторов, входящих в состав импульсных источников питания. Преобразование электроэнергии на более высоких частотах позволяет улучшить удельные массогабаритные характеристики импульсных трансформаторов, конденсаторов и дросселей фильтров. Динамические и статические параметры силовых приборов постоянно улучшаются, но мощными ключами надо еще и эффективно управлять. Для сбалансированного взаимодействия между управляющей схемой и выходными каскадами и предназначены мощные высокоскоростные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов. Драйверы имеют высокие выходные токи (до 9 А), малые длительности фронта, спада, задержки и другие интересные отличительные особенности. Классификация драйверов приведена на рисунке 2.15.

Рисунок 2.15 -Классификация драйверов

Драйвер должен иметь, по крайней мере, один внешний вывод (в двухтактных схемах два), который относится к обязательным. Он может служить как предварительным импульсным усилителем, так непосредственно ключевым элементом в составе импульсного источника питания.

В качестве управляемого прибора в силовых схемах различного назначения могут применяться биполярные транзисторы, МОП – транзисторы и приборы триггерного типа (тиристоры, симисторы). Требования, предъявляемые к драйверу, осуществляющему оптимальное управление в каждом из этих случаев различны. Драйвер биполярного транзистора должен управлять током базы при включении и обеспечивать рассасывание неосновных носителей в базе на этапе выключения. Максимальные значения тока управления при этом мало отличаются от усредненных на соответствующем интервале. МОП – транзистор управляется напряжением, однако в начале интервалов включения и выключения драйвер должен пропускать большие импульсные токи заряда и разряда емкостей прибора. Приборы же триггерного типа требуют формирования короткого импульса тока только в начале интервала включения, поскольку выключение (коммутация) у наиболее распространенных приборов происходит по основным, а не управляющим электродам. Всем этим требованиям в той или иной степени должны удовлетворять соответствующие драйверы.

На рисунках 2.16…2.18 представлены типовые схемы включения биполярного и полевого МОП – транзисторов с использованием одного транзистора в драйвере. Это так называемые схемы с пассивным выключением силового транзистора. Как видно из рисунка, по структуре драйвера схемы эти вполне идентичны, что позволяет использовать одни и те же схемы для управления транзисторами обоих типов. В этом случае рассасывание носителей, накопленных в структуре транзистора, происходит через пассивный элемент – внешний резистор. Сопротивление его, шунтирующее управляющий переход не только при выключении, но и на интервале включения, не может быть выбрано слишком малым, что ограничивает скорость рассасывания заряда.

Для увеличения быстродействия транзистора и создания высокочастотных ключей необходимо снизить сопротивление цепи сброса заряда. Это осуществляется с помощью транзистора сброса, включаемого только на интервале паузы. Соответствующие схемы управления биполярным и МОП – транзисторами представлены на рисунке 2.17.

«ZVS-драйвер» (Zero Voltage Switching) — очень простой и поэтому довольно распространенный низковольтный генератор. Он собирается по несложной схеме, при этом эффективность данного решения может достигать 90% и выше. Для сборки устройства достаточно одного дросселя, пары полевых транзисторов, четырех резисторов, двух диодов, двух стабилитронов, и рабочего колебательного контура со средней точкой на катушке. Можно обойтись и без средней точки, и об этом поговорим далее.

В сети можно найти много реализаций этой схемы, среди которых индукционные нагреватели, индукционные плитки, высоковольтные трансформаторы, и просто высокочастотные преобразователи напряжения. Схема напоминает генератор Ройера, однако это не он. Давайте же рассмотрим, как эта схема работает.

При подаче питания на схему, ток начинает течь к стокам обоих полевых транзисторов, одновременно с этим заряжаются емкости затворов через резисторы. Поскольку полевые транзисторы не полностью одинаковы, один из них (например Q1) открывается быстрее, и начинает проводить ток, при этом через диод D2 разряжается затвор другого транзистора Q2, который удерживается таким образом надежно закрытым.

Поскольку в схему включен колебательный контур, напряжение на стоке закрытого полевого транзистора Q2 сначала возрастает, но затем понижается, переходя через ноль, в этот момент затвор открытого полевого транзистора Q1 быстро разряжается, и открытый первым транзистор Q1 теперь запирается, а так как он теперь заперт, то на его стоке уже не ноль, и затвор второго транзистора Q2 быстро дозаряжается через резистор, и второй транзистор Q2 теперь открывается, при этом разряжая через диод D1 затвор транзистора Q1.

Через пол периода все повторяется с точностью до наоборот — второй транзистор закроется, а первый — откроется, и т. д. В контуре возникнут таким образом синусоидальные автоколебания. Дроссель L1 ограничивает питающий ток, и сглаживает небольшие коммутационные выбросы.

Легко заметить, что запирание обоих полевых транзисторов происходит при нулевом напряжении на их стоках, когда ток в контурной катушке максимален, а это значит, что коммутационные потери сведены к минимуму, и даже при мощности устройства в 1 кВт (например для ), ключам нужны лишь небольшие радиаторы. Это как раз и объясняет большую популярность данной схемы.

Частоту автоколебаний можно легко вычислить по формуле f = 1/(2π*√[ L*C]), так как индуктивность первичной обмотки (если используется трансформаторное включение) и емкость конденсатора образуют контур, обладающий собственной резонансной частотой. Важно при этом помнить, что амплитуда колебаний будет по напряжению больше напряжения питания приблизительно в 3,14 (Пи) раза.

Вот типичные компоненты, которые используют для сборки: пятиваттные резисторы по 470 Ом, для ограничения тока заряжающего затворы; два резистора по 10 кОм, для подтягивания затворов к минусу; стабилитроны на 12, 15 или 18 вольт, дабы уберечь затворы от превышения допустимого напряжения; и диоды UF4007 для разрядки затворов через противоположные плечи контура.

Полевые транзиcторы IRFP250 и IRFP260 хорошо подходят для данного ZVS-драйвера. Естественно, если потребуется дополнительное охлаждение, то каждый транзистор должен быть установлен на отдельный радиатор, поскольку работают транзисторы не одновременно. Если радиатор только один, то обязательно использование изолирующих подложек. Питание схемы не должно превышать 36 вольт, это связано с обычными ограничениями для затворов.

Если контур без средней точки, то просто ставят два дросселя вместо одного, на каждое плечо, и режим работы сохраняется аналогичным, ровно как и с одним дросселем.

Между тем, на Алиэкспресс уже появились изделия на основе этой автоколебательной схемы ZVS, причем как с одним дросселем, так и с двумя. Вариант с двумя дросселями особенно удобен в качестве резонансного источника питания нагревательных индукторов без средней точки.

Мощные полевые MOSFET-транзисторы и биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT-транзисторы) являются базовыми элементами современной силовой электроники и используются в качестве элементов коммутации больших токов и напряжений. Однако для согласования низковольтных логических управляющих сигналов с уровнями управления затвора MOSFET- и IGBT-транзисторов требуются промежуточные устройства согласования — высоковольтные драйверы (в дальнейшем, для краткости, под «высоковольтными драйверами» будем понимать «высоковольтные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов»).

В большинстве случаев используется следующая классификация высоковольтных драйверов:

• Независимые драйверы верхнего и драйверы нижнего плеча полумоста, интегрированные в одной микросхеме (High and Low Side Driver );
• Драйверы верхнего и драйверы нижнего плеча, включенные по схеме полумоста (Half-Bridge Driver );
• Драйверы верхнего плеча (High Side Driver );
• Драйверы нижнего плеча (Low Side Driver ).

На рис. 1 показаны соответствующие этим типам драйверов схемы управления.

Рис. 1.

В первом случае (рис. 1а) управление двумя независимыми нагрузками осуществляется от единых управляющих сигналов. Нагрузки, соответственно, включаются между истоком нижнего транзистора и шиной высоковольтного питания (драйвер нижнего плеча), а также между стоком верхнего транзистора и землей (драйвер верхнего плеча). Так называемые средние точки (сток верхнего транзистора и исток нижнего транзистора) не соединены между собой.

Во втором случае (рис. 1б) средние точки соединены. Причем нагрузка может быть включена как на верхнее, так и на нижнее плечо, но подключена к средней точке аналогично полумостовой схеме (т.н. полная мостовая схема). Строго говоря, в схеме 1а ничто не мешает соединить средние точки. Но в этом случае при определенной комбинации входных сигналов возможно одновременное открытие сразу двух транзисторов и, соответственно, протекание чрезмерно большого тока от высоковольтной шины на землю, что приведет к выходу из строя одного или сразу обоих транзисторов. Исключение подобной ситуации в данной схеме является заботой разработчика. В полумостовых драйверах (схема 1б) подобная ситуация исключается на уровне внутренней логики управления микросхемы.

В третьем случае (1в) нагрузка включается между стоком верхнего транзистора и землей, а в четвертом (1г) — между истоком нижнего транзистора и шиной высоковольтного питания, т.е. отдельно реализованы две «половинки» схемы 1а.

Компания STMicroelectronics в последние годы ориентируется (в нише высоковольтных драйверов) только на драйверы первых двух типов (семейства L638x и L639x, которые будут рассмотрены ниже). Однако более ранние разработки содержат микросхемы драйверов, управляющих включением или выключением одиночного MOSFET- или IGBT-транзистора (категория «Single» в терминах компании STMicroelectronics). При определенной схеме включения данные драйверы могут управлять нагрузкой как верхнего, так и нижнего плеча. Отметим также микросхему TD310 — три независимых одиночных драйвера в одном корпусе. Такое решение будет эффективным при управлении трехфазной нагрузкой. Данную микросхему компания STMicroelectronics относит к драйверам категории «Multiple».

L368x

В таблице 1 приводятся состав и параметры микросхем семейства L368x. Микросхемы данного семейства включают в себя как независимые драйверы верхнего и нижнего плеча (H&L), так и драйверы полумостовой схемы (HB).

Таблица 1. Параметры драйверов семейства L638x

Наименование	Voffcet, В	Io+, мА	Io-, мА	Ton, нс	Toff, нс	Tdt, нс	Тип	Управление
L6384E	600	400	650	200	250	Prog.	HB	IN/-SD
L6385E	600	400	650	110	105		H&L	HIN/LIN
L6386E	600	400	650	110	150		H&L	HIN/LIN/-SD
L6387E	600	400	650	110	105		H&L	HIN/LIN
L6388E	600	200	350	750	250	320	HB	HIN/LIN

Поясним некоторые параметры:

V OFFSET — максимально возможное напряжение между истоком верхнего транзистора и землей;

I O+ (I O-) — максимальный выходной ток при открытом верхнем (нижнем) транзисторе выходного каскада микросхемы;

T ON (T OFF) — задержка распространения сигнала от входов HIN и LIN до выходов HO и LO при включении (выключении);

T DT — время паузы — параметр, имеющий отношение к драйверам полумостовой схемы. При смене активных состояний логическая схема принудительно вводит паузы, позволяющие избегать включения верхнего и нижнего плеча одновременно. Например, если выключается нижнее плечо, то какое-то время оба плеча выключены и только потом включается верхнее. И, наоборот, если выключается верхнее плечо, то какое-то время оба плеча выключены и затем включается нижнее. Это время может быть либо фиксированным (как в L6388E ), либо задаваться путем выбора номинала соответствующего внешнего резистора (как в L6384E ).

Управление. Микросхемы независимых драйверов верхнего и нижнего плеча управляются по входам HIN и LIN. Причем высокий уровень логического сигнала включает, соответственно, верхнее или нижнее плечо драйвера. В микросхеме L6386E помимо этого используется дополнительный вход SD, отключающий оба плеча независимо от состояния на входах HIN и LIN.

В микросхеме L6384E применяются сигналы SD и IN. Сигнал SD отключает оба плеча независимо от состояния на входе IN. Сигнал IN = 1 эквивалентен комбинации сигналов {HIN = 1, LIN = 0} и, наоборот, IN = 0 эквивалентен комбинации сигналов {HIN = 0, LIN = 1}. Таким образом, одновременное включение транзисторов верхнего и нижнего плеча невозможно в принципе.

В микросхеме L6388E управление осуществляется по входам HIN и LIN, поэтому принципиально возможно подать на входы комбинацию {HIN = 1, LIN = 1}, однако внутренняя логическая схема преобразует ее в комбинацию {HIN = 0, LIN = 0}, исключив, таким образом, одновременное включение обоих транзисторов.

Что касается параметров, начнем с микросхем типа H&L.

Значение V OFFSET , равное 600 Вольт, является в каком-то смысле стандартом для микросхем данного класса.

Значение выходного тока I O+ (I O-), равное 400/650 мА, является показателем средним, ориентированным на типовые транзисторы общего назначения. Если сравнивать с микросхемами семейства IRS (поколение G5 HVIC), то компания International Rectifier предлагает, главным образом, микросхемы с параметром 290/600 мА. Однако в линейке International Rectifier есть также модели с параметрами 2500/2500 мА (IRS2113) и несколько меньшим быстродействием или микросхемы с выходными токами до 4000/4000 мА (IRS2186). Правда, в этом случае время переключения по сравнению с L6385E увеличивается до значения 170/170 нс.

Время переключения. Значения T ON (T OFF), равные 110/105 нс (для L6385E), превышают аналогичные значения микросхем семейства IRS (пусть и не очень значительно). Лучших показателей (60/60 нс) компания International Rectifier добилась в модели IRS2011, но за счет снижения напряжения VOFFSET до 200 В.

Однако отметим, что компания STMicroelectronics предлагает драйверы, в которых общий провод входного (низковольтного) и выходного (высоковольтного) каскадов — единый. Компания International Rectifier, помимо микросхем с аналогичной архитектурой, предлагает драйверы с раздельными общими шинами для входного и выходного каскадов.

Сравнивая параметры драйвера полумостовой схемы L6384E с изделиями International Rectifier, можно сделать вывод, что он уступает (и по выходным токам, и по быстродействию) только модели IRS21834, в которой реализована входная логика HIN/-LIN. Если критичной является входная логика IN/-SD, то драйвер L6384E превосходит по своим параметрам изделия International Rectifier.

Более подробно рассмотрим микросхему драйвера L6385E, структура и схема включения которой приведена на рис. 2.

Рис. 2.

Микросхема содержит два независимых драйвера верхнего (выход HVG) и нижнего плеча (выход LVG). Реализация драйвера нижнего плеча достаточно тривиальна, поскольку потенциал на выводе GND постоянен и, следовательно, задача состоит в преобразовании входного низковольтного логического сигнала LIN до уровня напряжения на выходе LVG, необходимого для открытия транзистора нижнего плеча. В верхнем плече потенциал на выводе OUT изменяется в зависимости от состояния нижнего транзистора. Существуют различные схемотехнические решения, применяемые для построения каскада верхнего плеча. В данном случае применяется относительно простая и недорогая бутстрепная схема управления (схема с «плавающим» источником питания). В такой схеме длительность управляющего импульса ограничена величиной бутстрепной емкости. Кроме того, необходимо обеспечить условия для ее постоянного заряда с помощью высоковольтного быстродействующего каскада сдвига уровня. Этот каскад обеспечивает преобразование логических сигналов до уровней, необходимых для устойчивой работы схемы управления транзистора верхнего плеча.

При падении напряжения управления ниже определенного предела выходные транзисторы могут перейти в линейный режим работы, что, в свою очередь, приведет к перегреву кристалла. Для предотвращения этого должны использоваться схемы контроля напряжения (UVLO — Under Voltage LockOut ) и для верхнего (контроль потенциала V BOOT), и для нижнего (контроль V CC) плеча.

Для современных высоковольтных драйверов характерна тенденция интегрировать бутстрепный диод в корпус интегральной схемы. Благодаря этому отпадает необходимость в применении внешнего диода, который является достаточно громоздким по сравнению с самой микросхемой драйвера. Встроенный бутстрепный диод (точнее, бутстрепная схема) применен не только в драйвере L6385E, но и во всех остальных микросхемах этого семейства.

Микросхема L6386E является вариантом L6385E с дополнительными функциями. Ее структура и схема включения приведены на рис. 3.

Рис. 3.

Основные отличия L6386E от L6385E. Во-первых, добавлен дополнительный вход SD, низкий уровень сигнала на котором выключает оба транзистора независимо от состояния входов HIN и LIN. Часто используется как сигнал аварийного отключения, не связанный со схемой формирования входных управляющих сигналов. Во-вторых, добавлен каскад контроля тока, протекающего через транзистор нижнего каскада. Сравнивая с предыдущей схемой, видим, что сток транзистора нижнего плеча подключен к земле не непосредственно, а через токовый резистор (токовый датчик). Если падение напряжения на нем превышает пороговое значение V REF , то на выходе DIAG формируется низкий уровень. Отметим, что данное состояние не влияет на работу схемы, а является только индикатором.

Несколько слов о применении микросхем семейства L638x. Ограниченный объем статьи не позволяет рассмотреть примеры применения, однако в документе «L638xE Application Guide» компании STMicroelectronics приведены примеры схемы управления трехфазным двигателем, схемы балласта люминесцентной лампы с диммированием, DC/DC-преобразователей с различной архитектурой и ряд других. Также приведены схемы демонстрационных плат для всех микросхем данного семейства (в том числе и топология печатных плат).

Подводя итог анализа семейства L638x, отметим: не обладая уникальными характеристиками по каким-то отдельным параметрам, драйверы данного семейства относятся к одним из лучших в отрасли как по совокупности параметров, так и по примененным техническим решениям.

Семейство высоковольтных драйверов
полумостовой схемы L639x

На первый взгляд, микросхемы этого семейства можно считать развитием микросхемы L6384E. Однако анализируя функциональные возможности драйверов семейства L639x, признать L6384E в качестве прототипа весьма сложно (разве что за отсутствием других драйверов полумоста в линейке STMicroelectronics). В таблице 2 приводятся состав и параметры микросхем семейства L639x.

Таблица 2. Параметры драйверов семейства L639x

Наименование	Voffcet, В	Io+, мА	Io-, мА	Ton, нс	Toff, нс	Tdt, мкс	Тип	Smart SD	ОУ	Комп.	Управление
L6390	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB	есть	есть	есть	HIN/-LIN/-SD
L6392	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB		есть		HIN/-LIN/-SD
L3693	600	270	430	125	125	0,15…2,7	HB			есть	PH/-BR/-SD

Основная особенность микросхем данного семейства — наличие дополнительных встроенных элементов: операционного усилителя или компаратора (для L6390 — и того, и другого). На рис. 4 показана структура и схема включения микросхемы L6390.

Рис. 4.

Какие преимущества дают дополнительные элементы в практических приложениях? Операционные усилители (в L6390 и L6392 ) предназначены для измерения тока, протекающего через нагрузку. Причем, поскольку доступны оба вывода (OP+ и OP-), возникает возможность формировать на соответствующем выходе микросхемы и абсолютное значение, и отклонение от некоторого опорного напряжения (соответствующего, например, максимально допустимому значению). В драйвере L6390 компаратор выполняет вполне конкретную функцию «интеллектуального отключения» (Smart Shutdown ) — т.е. при превышении максимально допустимого тока в нагрузке компаратор начинает влиять на логику работы драйвера и обеспечивает плавное отключение нагрузки. Скорость отключения задается RC-цепью, подключенной к выводу SD/OD. Причем, поскольку данный вывод является двунаправленным, то он может являться как выходом индикации ошибки для управляющего микроконтроллера, так и входом для принудительного отключения.

Все микросхемы содержат логику защиты от одновременного открытия транзисторов верхнего и нижнего плеча и, соответственно, формирования паузы при изменении состояния выхода. Время паузы T DT для всех микросхем семейства программируемое и определяется номиналом резистора, подключенного к выводу DT.

Логика управления в микросхемах L6390 и L6392 однотипная — сигналы HIN, LIN и SD.

Отличие микросхемы L6393 от L6390 и L6392 заключается не только в отсутствии операционного усилителя. Компаратор в L6393 независим от остальных элементов схемы и, в принципе, может быть использован в произвольных целях. Однако наиболее разумное применение — контроль тока и формирование признака превышения (по аналогии с выводом DIAG в микросхеме L6386E, рассмотренной выше). Основное отличие заключается в логике управления — комбинация управляющих сигналов PHASE, BRAKE и SD является достаточно редкой (если не уникальной) для микросхем данного класса. Циклограмма управления представлена на рис. 5.

Рис. 5.

Циклограмма ориентирована на управление непосредственно от сигналов двигателя, например, постоянного тока и реализует т.н. механизм отложенного останова. Предположим, что BRAKE — это сигнал на исполнительный механизм, т.е. его низкий уровень включает двигатель независимо от состояния сигнала PHASE. Опять же предположим, что PHASE — это сигнал с датчика обратной связи, например, с частотного датчика, установленного на валу двигателя, или концевого датчика, обозначающего точку останова. Тогда высокий уровень сигнала BRAKE остановит двигатель не немедленно, а только по положительному перепаду сигнала PHASE. Скажем, если речь идет о приводе каретки, то сигнал останова (высокий уровень BRAKE) может быть подан заблаговременно, но останов произойдет только в конкретной точке (при срабатывании датчика PHASE).

На рис. 6 показана структура и схема включения микросхемы L6393.

Рис. 6.

О параметрах. Значения выходных токов I O+ (I O-), равные 270/430 мА, уступают микросхемам компании International Rectifier (у которых, как отмечалось выше, типичными являются 290/600 мА). Тем не менее, динамические параметры T ON /T OFF (125/125 нс) превосходят (и часто существенно) все микросхемы семейства IRS.

Выводы по семейству L639x. При достаточно высоких количественных характеристиках, что само по себе позволяет отнести семейство L639x к группе лидеров отрасли, дополнительные функции придают качественный скачок, поскольку позволяют реализовать в одной микросхеме те функции, которые ранее реализовывались с использованием ряда дополнительных компонентов.

Заключение

Безусловно, номенклатуру высоковольтных драйверов компании STMicroelectronics нельзя признать очень широкой (хотя бы в сравнении с аналогичными изделиями компании International Rectifier). Тем не менее, количественные и качественные характеристики рассмотренных семейств не уступают лучшим изделиям IR.

Говоря о драйверах MOSFET- и IGBT-транзисторов, нельзя не упомянуть и сами транзисторы; компания STMicroelectronics выпускает достаточно широкую линейку полевых (например MDMESH V и SuperMesh3) и биполярных транзисторов с изолированным затвором. Поскольку эти электронные компоненты совсем недавно освещались в данном журнале , то они оставлены за рамками данной статьи.

И наконец, как упоминалось выше, линейка драйверов MOSFET- и IGBT-транзисторов компании STMicroelectronics не исчерпывается драйверами полумостовой схемы. С номенклатурой драйверов категорий «Single» и «Multiple» и их параметрами можно ознакомиться на официальном сайте компании STMicroelectronics — http://www.st.com/ .

Литература

1. L638xE Application Guide// документ компании ST Microelectronics an5641.pdf.

2. Ячменников В. Повышаем эффективность с транзисторами MDmesh V// Новости электроники, №14, 2009.

3. Ильин П., Алимов Н. Обзор MOSFET и IGBT компании STMicroelectronics// Новости электроники, №2, 2009.

4. Меджахед Д. Высокоэффективные решения на базе транзисторов SuperMESH3 // Новости электроники, №16, 2009.

MDMEDH V в корпусе PowerFlat

STMicroelectronics, мировой лидер в области силовых МОП транзисторов, разработала для транзисторов семейства MDMESH V новый корпус PowerFlat с улучшенными характеристиками, специально предназначенный для поверхностного монтажа. Размеры корпуса 8х8 мм при высоте 1 мм (PowerFlat 8×8 HV). Его малая высота позволяет создавать более тонкие блоки питания, а также — снизить размер печатной платы или увеличить плотность монтажа. Контактом стока в корпусе PowerFlat является большая открытая металлическая поверхность, которая способствует улучшению теплоотвода и, соответственно, повышению надежности. Данный корпус способен работать в диапазоне температур -55…150°C.

Транзисторы семейства MDMESH V — это лучшие транзисторы в мире с точки зрения сопротивления открытого канала в области рабочих напряжений 500…650 В. Например, транзисторы серии STW77N65M5 из семейства MDMESH V имеют для рабочего напряжения 650 В максимальное значение Rdson на уровне 0,033 Ом и максимальный статический ток 69 А. При этом заряд затвора такого транзистора составляет всего 200 нК. STL21N65M5 — это первый транзистор из семейства MDMESH V в корпусе PowerFlat. При рабочем напряжении 650 В транзистор STL21N65M5 имеет сопротивление открытого канала на уровне 0,190 Ом и максимальный статический ток на уровне 17 А, при этом заряд его затвора составляет 50 нК.

О компании ST Microelectronics

МОП (по буржуйски MOSFET ) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.

Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает. Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.

Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной , по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.

Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.

МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.

У меня самыми ходовыми МОП транзисторами являются IRF630 (n канальный) и IRF9630 (p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92 этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А. Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.
Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314 , способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.

Одной из проблем состыковки MOSFET транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.
Тут вариантов три:

Но вообще, правильней все же ставить драйвер, ведь кроме основных функций формирования управляющих сигналов он в качестве дополнительной фенечки обеспечивает и токовую защиту, защиту от пробоя, перенапряжения, оптимизирует скорость открытия на максимум, в общем, жрет свой ток не напрасно.

Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I Drain или I D выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10. Следующий важный для тебя параметр это V GS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость I D от V DS при разных значениях V GS . И прикидыываешь какой у тебя будет режим.

Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:

Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или t on ,t off , в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора C iss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие. Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.

При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО . Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги:).